Aufgrund zahlreicher Anwendungsfelder, beispielsweise in der Astronomie, der Bildgebung bei zerstörungsfreien Testverfahren oder Sicherheitsanwendungen, nahm das Interesse am Terahertzbereich (0, 1 − 10 THz) in den letzten Jahrzehnten stark zu. Mit der Verfügbarkeit von nicht-kryogenen kompakten Terahertz-(THz)-Quellen und -Empfängern sind THz-Systeme mit Spitzen-Dynamikbereichen zwischen 120 − 140 dB in vielen Laboren und ersten industriellen Umgebungen im Einsatz. Die Entwicklung der Terahertz-Technologie wird erschwert durch den Mangel an Breitband-Messgeräten, wie beispielsweise Netzwerkanalysatoren. Elektronischen Systeme verfügen derzeit über den größten Dynamikbereich. Diese Systeme sind allerdings vergleichsweise schmalbandig. Für eine Frequenzabdeckung zwischen 0, 5 − 1, 5 THz sind mindestens funf verschiedene WR-Wellenleiterkonfigurationen (WR-1,5 bis WR-0,65) und die entsprechenden Frequenz-Extender erforderlich, die mit steigender Betriebsfrequenz exponentiell teurer werden. Insbesondere die für On-Chip-Anwendungen notwendigen Erde-Signal-Erde Messspitzen sind verschleißanfällig und damit sehr kostenintensiv. Aus diesem Grund werden häufig Freistrahlaufbauten verwendet. Die dort üblicherweise in Freistrahlaufbauten verwendeten sperrigen optischen Komponenten, wie Linsen und Parabolspiegel, verhindern deren Miniaturisierung und Integration. So benötigt ein 10 μm ×10 μm großes aktives Bauteil eine Antenne und eine Siliziumlinse um in einer Freistrahlkonfiguration eingesetzt werden zu können. Im Vergleich zum aktiven Bauteil steigt der Platzbedarf um mindestens sechs Größenordnungen. Um die Schmalbandigkeit WR-gekoppelter elektronischer Systeme so wie die nachteilige Größe von Freiraumaufbauten zu umgehen, befasst sich diese Arbeit mit einer dielektrischen Wellenleiterarchitektur und einer integrierten photoleitenden Empfängertopologie. Auf deren Basis wird anschließend ein (halb-)integrierter breitbandiger Dauerstrich (CW)- Vektornetzwerkanalysator demostriert, der mit Standard-1550 nm- Telekommunikationslasern betrieben wird. Durch digitale Nachbearbeitungstechniken verbessert, weist der photonische Vektornetzwerkanalysator (PVNA) eine Betriebsbandbreite zwischen 0, 5 − 1, 5 THz auf.

Zunächst wird die Anwendbarkeit der Freistrahl-PVNAs bei der Materialcharakterisierung und Bildgebung bei THz-Frequenzen untersucht, um Vergleichswerte der Performanzparameter für das integrierte System zu erhalten. Bei homogenen, planparallelen dielektrischen Messobjekten (DUTs) weisen die gemessenen Steuerparameter Fabry-Pérot-Oszillationen auf. Durch Fitten an Fabry-Pérot-Transmissionsund Reflexionsverläufen erhalten wir die physikalische Dicke des DUTs mit einer Genauigkeit von λ/15 000. Diese hohe Präzision verifizieren wir durch die Visualisierung eines „Siemens“-sterns von nur 50 nm Dicke unter Verwendung einer Bandbreite von 0, 6 − 0, 8 THz. Zur Charakterisierung mehrschichtiger Proben, bei denen die Berechnung analytischer Fabry-Pérot-Funktionen umständlich ist, stellen wir Transferparameter-basierte Modellierungs- und vektorielle Optimierungsalgorithmen vor und wenden sie anschließend bei der Schätzung der Dicke und des Brechungsindex der Schichten einer 5-schichtigen Bragg-Spiegel (DBR)-Struktur mit ∼ 0, 6% Fehlertoleranz an. Digitale Signalverarbeitungstechniken verbessern nachweislich die Betriebsbandbreite und den Dynamikbereich (DNR) von CW THz-Systemen, wie beispielsweise der Freistrahl-PVNA, um ∼ 30% bzw. 20 dB, ohne dass sich die Messzeit wesentlich verlängert.

Anschließend wird eine rechteckige, dielektrische Wellenleiter-struktur auf Basis von hochohmigem Silizium (HRFZ-Si) mit einem Querschnitt von 200×50 μm2 zur Miniaturisierung des Freistrahl-PVNAs entwickelt. Polyethylen hoher Dichte (HDPE)- oder Quarzkristall (Qz)-Substrate verleihen dem Wellenleiter mechanische Stabilität und erleichtern die weitere Integration mit aktiven Bauteilen, insbesondere mit Vivaldiantennen (VA)-gekoppelten THz-Empfängern, die aus ErAs:In(Al)GaAs-Photoleitern im Hause hergestellt werden. Die Single-Mode-Bandbreiten der Wellenleiter liegen zwischen 0, 45 − 0, 7 THz und 0, 5 − 0, 75 THz, wenn sie von HDPE- bzw. Qz-Substraten getragen werden. Wir betreiben dievWellenleiter in übermodiger Konfiguration, unterdrücken aber die Erzeugung der höheren Moden an Biegungen, indem wir ≳ 4 mm Biegeradien für kreisförmige Biegungen oder ≳ 2.3 mm für sinusförmige Biegungen verwenden. Die sich verjüngenden Strukturen für die Einkopplung in den freien Raum und die Quasi-Nahfeld-Auskopplung unter Verwendung von VA-gekoppelten aktiven Bauelementen unterdrücken die Anregung von höheren Wellentypen ebenfalls. Die Kopplungseffizienz zu VA-gekoppelten Empfängern ist im Frequenzbereich zwischen 0, 4 und 1, 05 THz 5−14 dB höher als die Ankopplung mit einem Freistrahl. Die Betriebsbandbreite der Wellenleiter in ihrem Grundmodus mit Freiraumeinkopplung und direkter Auskopplung liegt zwischen 0, 45−1, 5 THz. Die obere Betriebsfrequenz ist lediglich um mit der Frequenz sinkenden Dynamikbereich geschuldet. Die VA-gekoppelten THz-Empfänger sind nur 0, 23 × 0, 9 × 0, 03 mm3 groß und benötigen keine Siliziumlinsen, was die Integration in planare On-Chip-System (SOC)-Architekturen erleichtert.

Zum Schluss wird in dieser Arbeit ein (halb-)integrierter 1, 5-Port PVNA vorgestellt, der die Wellenleiterarchitektur und VA-gekoppelte, ErAs:In(Al)GaAs-basierte Empfänger nutzt. Eine handelsübliche P-I-N-Dioden-basierte THz-Quelle wird in der Freistrahlkonfiguration verwendet, da keine geeigneten Materialien zur Herstellung leistungsfähiger THz-Quellen mit einer Vivaldi-Antenne zur Verfügung tanden. Trotz der 10 − 13 dB Einkopplungsverluste liegt die Betriebsbandbreite des PVNA zwischen 0, 5 − 1, 5 THz, was durch die Charakterisierung eines Flüstergalleriemode (WGM)-Resonators, bei der die gesamte HRFZ-Si-Struktur in einem Schritt hergestellt wird, gezeigt wird. Wir haben ferner erfolgreich ein THz-Faser-Bragg-Gitter und zwei Hohlraumresonatoren unter Verwendung des modularen PVNA-Aufbaus zwischen 0, 45 − 1, 2 THz charakterisiert, wobei die gemessenen S-Parameter hervorragend mit simulierten Modellen in CST® microwave studio übereinstimmen. Darüber hinaus demonstrieren wir einen Kopplungsmechanismus mit metallischen rechteckigen Hohlleitern, der On-Chip-Messungen integrierter elektronischer Schaltungen mit handelsüblichen Wafer-Proben zwischen 0, 45 − 1, 1 THz ermöglicht, ohne dass eine Änderung der Setup-Komponenten erforderlich ist. Abschließend werden in dieser Arbeit kurz die derzeitigen Nachteile der 1, 5-Port-Architekturen sowie die notwendigen Modifikationen für den Aufbau eines 2-Port-PVNA diskutiert.